揭秘低壓大電流開關(guān)電源的設(shè)計(jì)過程
1 引言
為了 以 更 低的功耗獲得更高的速度和更佳的性能，要求電源電壓越來(lái)越低，瞬態(tài)性能指標(biāo)越來(lái)越高，因此對(duì)開關(guān)電源提出了越來(lái)越高的要求。用原有的電路拓?fù)浼罢鞣绞揭巡荒軡M足現(xiàn)在的要求，為了適應(yīng)IC芯片發(fā)展的需要，人們開始研究新的電路拓?fù)�。因�(yàn)檩敵鲭妷汉艿停�，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產(chǎn)品的復(fù)雜程度及產(chǎn)品可靠性.同步整流一般選擇自驅(qū)動(dòng)同步整流，能與自驅(qū)動(dòng)同步整流電路較好結(jié)合的拓?fù)浯笾掠腥N:有源箱位正激變換器;互補(bǔ)控制半橋變換器;兩級(jí)結(jié)構(gòu)變換器。與兩級(jí)結(jié)構(gòu)變換器相比，有源箱位變換器和互補(bǔ)控制半橋變換器所用器件少，更具有吸引力。這兩種變換器拓?fù)淙菀讓?shí)現(xiàn)軟開關(guān)，工作頻率可以更高;變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率高。針對(duì)一次整流電源輸出的一48V(36一72V)電壓，輸人電壓在較大(36一72V)的范圍內(nèi)變
化時(shí)，互補(bǔ)控制的半橋電路副邊所得到的驅(qū)動(dòng)電壓變化范圍太大，已不能適用來(lái)驅(qū)動(dòng)MOSFEP管。因此，有源箱位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器是低壓大電流開關(guān)電源必然選擇的電路拓?fù)洹?/P>
2 有源箱位同步整流正激變換器的拓?fù)?/P>
有源 箱 位 同步整流正激變換器的電路拓?fù)淙鐖D1所示，DCDC有源箱位ZVS-PWM正激變換器在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的主要參量波形如圖2。一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)大致可分為四個(gè)運(yùn)行模式，即:1)t,<t<t,，主開關(guān)ZVS開通.能量傳送到負(fù)載2)t,<‘<t2,箱 位開關(guān)電壓諧振到零;3)t2<t< t 3,籍 位開關(guān)ZVS開通，籍位電路運(yùn)行，4) t,<t<ti，主開關(guān)電壓諧振過渡到零。以下分析這四種運(yùn)行模式，其中to為變壓器輸人電流，它流經(jīng)漏電感L,;i，為流人變壓器原邊繞組的電流。1模 式 1 ( to<t< t ,)主開關(guān)管ZVS開通，能量傳送到負(fù)載
在主 開 關(guān) ,S開通前，籍位電容上的電壓為從。二D凡/(1-D)(極性為下正上負(fù))。這一階段，籍位開關(guān)幾關(guān)斷，籍位電容電流is=。。S,導(dǎo)通后，5開關(guān)管的漏極電位殘二。，變壓器磁芯正向激磁，激磁電流‘二由第三象限的一1m向第一象限+1m
壓器原邊繞組電壓VP二Vs +能量由輸人電源Vm經(jīng)過變壓器傳送到負(fù)載。
2模 式 2 ( t,<t<動(dòng)箱位開關(guān)電壓諧振到零S斷 開 ，烏 仍關(guān)斷。磁場(chǎng)能量對(duì),S輸出電容C,充電。，由/,/N降到零，燦二‘二+i,,￡ 二。幾;i}《。。凡由0上升到蛛十玲，C.電壓達(dá)到幾十V.,盞上的電壓被箱位在這一水平;變壓器原邊繞組電壓V,從Vm變化到Vp一Vn=一V} o V.=D幾/(1一D)保持不變a
3模 式 3 (‘:<t<t, )籍位開關(guān)ZVS開通，箱位電路運(yùn)行主開 關(guān) ,S 關(guān)斷高開通前，由于VD為正，籍位開關(guān),S隨之可以ZVS開通，箱位電路運(yùn)行。箱位電容電壓Vo, = DV./(卜D)，由于變壓器磁場(chǎng)能量對(duì)籍位電容儲(chǔ)能的交換過程，使該電壓有變化，V. =凡十△V,AV表示充放電過程中籍位電容電壓紋波，主開關(guān)電壓籍定在K,十Vm水平。籍位電容電流一禮.二im=iu;i，二。,i.由第一象限的十I 向第三象限- /m過渡，也即磁通復(fù)位過程。
4模 式 4 (t)<t<‘)主開關(guān)電壓諧54振過渡到零。S}, ,s 關(guān)斷 ，磁場(chǎng)能量使導(dǎo)結(jié)電容放電。VD由V;,+Vm下降到零，創(chuàng)造了夙的zvs條件。籍位電路斷開，im-Oo句二1，二一/m,i， 二。。變壓器原邊繞組電壓V,則從一Va變化到VmoV，二D幾/(1一D)保持不變。
夙 導(dǎo)通 時(shí) 間為DT,，變壓器原邊繞組承受電壓為VN; S, 關(guān)斷時(shí)間為(1一D)T, ，變壓器原邊繞組承受電壓為一Va。由伏秒平衡關(guān)系可得:DT,V; 二(1一D)V ，即V二DV / (1- D )o
有源 箱 位 正 激 變換器變壓器磁芯工作在雙向?qū)ΨQ磁化狀態(tài) ，提高了磁芯的利用率，籍位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關(guān)占空比而自動(dòng) 調(diào)節(jié)，因而占空比可大于。.5;Vo 一定時(shí)，主開關(guān)管、輔助開關(guān)應(yīng) 力隨V;。的變化不大;所以，在占空比和開關(guān)應(yīng)力允許的范圍內(nèi) ，能夠適應(yīng)輸人電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了一個(gè)管子，使得電路變得復(fù)雜。
3 電路參數(shù)的設(shè)計(jì)與計(jì)算公式
主電 路 拓 撲如圖1所示，它的箱位電容電壓為:V,= D氣1(1一D),籍位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可保證電路的正常工作，在制作中，選用的籍位電容容量為47VFp控制芯片選用 UC3823N實(shí)現(xiàn)PRIM控制，控制芯片檢側(cè)開關(guān)電流加上斜波信號(hào)(由PWM輸出信號(hào)14腳生產(chǎn))送至芯片的電流端(7腳);電壓信號(hào)經(jīng)取樣電阻分壓和誤差放大器補(bǔ)償產(chǎn)生一輸出信號(hào)(3腳)，此信號(hào)與7腳信號(hào)比較后產(chǎn)生輸出占空比信號(hào)PWM,再由脈沖變壓器隔離和原邊驅(qū)動(dòng)器UCl707產(chǎn)生兩列互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)且死區(qū)可調(diào)的脈沖馭動(dòng)變換器的主管場(chǎng)和給位管凡。合適的參數(shù)設(shè)計(jì)，尤其是電壓補(bǔ)償器及斜波補(bǔ)償?shù)倪x擇將使系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作。經(jīng)理 論 分 析及實(shí)踐，在設(shè)計(jì)有源籍位同步整流正激變換器時(shí)，需要計(jì)算各種參數(shù)，在實(shí)踐過程中，總結(jié)了一套如何設(shè)計(jì)變換器的公式，以下給出這些公式，以搏于參考。另外還要注意，用公式計(jì)算出來(lái)的值還要留出適當(dāng)?shù)脑６�，以保證電源的可靠性。
(1) 變 壓器 的初級(jí)匝數(shù)
其中 U為 輸人電壓;D為占空比;f為開關(guān)頻率;,IB二為磁感應(yīng)增量;A。為磁芯的有效面積。
(2) 變 壓 器的次級(jí)匝數(shù)N,
其中 Vo 為輸 出 電壓。
(3) 初 級(jí)電 感 量 乙，的確定
初級(jí) 電 感 量 Lp二 由下式?jīng)Q定
式中 , 1。 為真 空 磁導(dǎo)率;k。是振幅磁導(dǎo)率;N;是初級(jí)繞組匝數(shù) ;A。是磁芯的有效截面積;l，是有效磁路長(zhǎng)度。
(4) 輸 出 電 壓
其 中 1; 為各繞組電流有效值(A);J為電流密度，它是根據(jù)銅損計(jì)算出來(lái)的，根據(jù)工程實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)，導(dǎo)線的電流密度在自然風(fēng)冷時(shí)選擇2一4(A/nuW)，而在強(qiáng)制風(fēng)冷時(shí)選擇3一5(A/mm')，其值是適宜的。計(jì)算 所 需 導(dǎo)線直徑時(shí)，應(yīng)考慮趨膚效應(yīng)的影響。當(dāng)導(dǎo)線直徑大于2倍趨膚深度時(shí)，應(yīng)盡可能采用多股導(dǎo)線并繞。當(dāng)用n股導(dǎo)線并繞時(shí)，每股導(dǎo)線的直經(jīng)da按下列公式計(jì)算:
銅線 的 趨 膚深度△有以下經(jīng)驗(yàn)公式:
用上 述 公 式計(jì)算△后，與d。相比較，在d大于2△時(shí)，應(yīng)采用多股導(dǎo)線并繞，n的大小以d}不大于2A為好。
4 同步整流技術(shù)存在的問題及解決方案
同步 整 流 技術(shù)的基礎(chǔ)是應(yīng)用MOSm 替代二極管整流器，但Mosm 如用為開關(guān)具用雙向?qū)ǖ奶匦浴＿@一特性使得含有同步整流技術(shù)的變換器，在使用中產(chǎn)生了下述問題。
4.1 應(yīng)用同步整流的變換器并聯(lián)運(yùn)行的問題
同步 整 流 技術(shù)一般應(yīng)用在低壓大電流情況下，因而往往將多個(gè)具有同步整流技術(shù)的變換器并聯(lián)使用，當(dāng)并聯(lián)的兩個(gè)變換器輸出電壓不同，且差值達(dá)到一定值時(shí)輸出電壓低的變換器的愉出電流將反向，輸出電壓高的變換器就既給負(fù)載提供電流又為翰出電壓低的變換器提供電流，從而加大翰出電壓高的變換器負(fù)荷，結(jié)果沒有達(dá)到并聯(lián)增大負(fù)載電流的目的。另外還有自振蕩問題，這將導(dǎo)致MOSFEF的電壓應(yīng)力增加，給變換器輸出帶來(lái)諧波干擾。對(duì)這個(gè)問題，我們給電源設(shè)計(jì)了電壓調(diào)整端，輸出電壓在一定范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，如用戶需要并聯(lián)運(yùn)行，只需將電壓精準(zhǔn)地調(diào)整一致即可。
4.2 效率問題
在輕 載 條 件下，使用二極管整流器的變換器會(huì)進(jìn)人電流不連續(xù)工件模式(DCM)，但對(duì)于使用了同步整流技術(shù)的變換器，由MOSFET的雙向?qū)ㄐ�，使得�?fù)載電流繼續(xù)反向流過輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實(shí)現(xiàn)高效率。另外，當(dāng)輸人電壓變化時(shí)，效率也會(huì)發(fā)生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。這些問題在文獻(xiàn)7中有詳細(xì)的論述及解決方案。
5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
應(yīng)用 以 上 分析的電路拓?fù)浼半娐穮?shù)設(shè)計(jì)了一臺(tái)二次電源模塊，樣機(jī)的參數(shù)如下:輸人電壓48V(36 -72V)，輸出電壓1電流為2.1/40A，開關(guān)頻率為250k1h，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開關(guān)管馬及籍位管S2選用田巧們，同步整流管選用IRI.3803S，其通態(tài)電阻凡僅為6m0。在輸人電壓為48V時(shí)，滿載效率為85%。經(jīng)小批童生產(chǎn)及電路參數(shù)的微調(diào)，產(chǎn)品的各方面性能均達(dá)到要求，現(xiàn)已開始批量生產(chǎn)。
6 結(jié)論
本文 介 紹 了有源箱位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數(shù)及計(jì)算公式.采用這種電路拓?fù)洌芎芎玫膶?shí)現(xiàn)低壓大電流開關(guān)變換器。這種方案實(shí)現(xiàn)了高效率、高可靠性，又實(shí)現(xiàn)了低壓大電流的輸出，滿足了仃行業(yè)發(fā)展的需要，所以這種方案具有極大的市場(chǎng)應(yīng)用價(jià)值。
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