解析單級功率因數(shù)校正的開關(guān)電源
兩級PFC變換器使用兩個(gè)開關(guān)（通常為MOSFET）和兩個(gè)控制器，即一個(gè)功率因數(shù)控制器和一個(gè)PWM控制器。只有在采用PFC/PWM組合控制器IC時(shí)，才能使用一個(gè)控制器，但仍需用兩個(gè)開關(guān)。兩級PFC在技術(shù)上十分成熟，早已獲得廣泛應(yīng)用，但該方案存在電路拓?fù)鋸?fù)雜和成本較高等缺點(diǎn)。
單級PFC AC-DC變換器中的PFC級和DC-DC級共用一個(gè)開關(guān)管和采用PWM方式的一套控制電路，同時(shí)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正和對輸出電壓的調(diào)節(jié)。
2、 單級PFC變換器基本電路拓?fù)?/P>
單級PFC變換器通常由升壓型PFC級和DC-DC變換器組合而成。其中的DC-DC變換器又分為正激式和反激式兩種類型。圖2所示為基本的單級隔離型正激式升壓PFC電路。兩部分電路共用一個(gè)開關(guān)（Q1），通過二極管D1的電流為儲能電容C1充電，D2在Q1關(guān)斷時(shí)防止電流倒流。通過控制Q1的通斷，電路同時(shí)完成對AC輸入電流的整形和對輸出電壓的調(diào)節(jié)。
由于全波橋式整流電路輸入連接AC供電線路，瞬時(shí)輸入功率是隨時(shí)變化的，欲得到穩(wěn)定的功率輸出，要依靠儲能電容實(shí)現(xiàn)功率平衡。對于DC-DC變換器，通常在連續(xù)模式（CCM）下工作，占空因數(shù)不隨負(fù)載變化。而全橋整流輸出電壓與負(fù)載大小無關(guān)，當(dāng)負(fù)載減輕時(shí)，輸出功率減小，但PFC級輸入功率同重載時(shí)一樣，使充入C1的能量等于從C1抽取的能量，引起直流總線電壓明顯上升，C1上的電壓應(yīng)力往往達(dá)1000V以上，對開關(guān)器件的耐壓要求非常高。由于開關(guān)器件的電壓高，電流應(yīng)力大，開關(guān)損耗大，并且功率從輸入到輸出要經(jīng)兩次變換，故效率低。
2.2改進(jìn)型單級PFC變換器電路
為降低儲能電容上的高壓和變換器效率，必須對圖2所示的單級PFC基本電路拓?fù)溥M(jìn)行改進(jìn)。
一種用變壓器雙線組實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋的單級PFC變換器電路如圖3所示。N1和N2繞組為變壓器T1的耦合繞組。
當(dāng)開關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)，電壓VC1施加到T1初級繞組。當(dāng)經(jīng)整的電壓大于N1上的電壓時(shí)，升壓電感器L1上才會(huì)有電流通過。當(dāng)Q1截止時(shí)，加在L1上的反向電壓為VC1與N2上的電壓VN2之和減去輸入電壓。N1和N2兩個(gè)耦合線圈的加入，提供了負(fù)反饋電壓，減輕了C1上的電壓應(yīng)力，提高了效率。但是，加入N1和N2后，會(huì)降低功率因數(shù)，增加電流諧波含量。如果在D2與N1之間加入一個(gè)電感，使輸入電流工作在CCM，C1上的電壓還可以降低。在圖3中。要求N1+N2。
圖4示出了帶低頻輔助開關(guān)的CCM單級PFC變換器電路。Q1為主開關(guān)，Q2為輔助開關(guān)。在輸入電流過零附近，Q2導(dǎo)通，使附加繞組N1短路，當(dāng)輸入電壓大于某一值時(shí)，Q2關(guān)斷。由于Q2在輸入電壓很小時(shí)才會(huì)導(dǎo)通，其余的時(shí)間阻斷，流過Q2的電流很小，Q2的功率損耗也就很小。這種電路拓?fù)渑c圖3電路比較，減小了輸入電流的諧波含量，提高了功率因數(shù)和效率，降低了電容(C1)上的電壓。
圖5所示為帶有源鉗位和軟開關(guān)的單級隔離式PFC變換器電路。圖中，Q1為主開關(guān)，Q2為 開關(guān)，C1為儲能開關(guān)，C2為鉗位電容，Cr為Q1、Q2和電路中寄生電容之和。電路的升壓級工作在DCM，從而保證有較高的功率因數(shù)。反激式變換器級設(shè)計(jì)工作在CCM，從而避免了產(chǎn)生較高的電流應(yīng)力。電路采用有源鉗位和軟開關(guān)技術(shù)來限制開關(guān)MOSFET的電壓應(yīng)力。存儲在變壓器漏感中的再生能量，為主開關(guān)Q1和輔助開關(guān)Q2提供了軟開關(guān)條件，從而減少了開關(guān)損耗，提高了變換器效率。Q1和Q2采用同一控制電路和驅(qū)動(dòng)電路，從而使拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡化。
3、 基于Flyboost模塊的單級PFC AC-DC變換器
基于Flyboost模塊的單級PFC AC-DC變換器電路如圖6所示。該變換器建立在反激式升壓拓?fù)浠A(chǔ)上，工作狀態(tài)分反激式變壓器狀態(tài)和升壓狀態(tài)兩個(gè)工作狀態(tài)。若Vin(t)為Ac輸入電壓的瞬時(shí)值，Vc1為儲能電容C1上的電壓，n為變壓器T1的電壓比，在反激式變壓器狀態(tài)的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)開關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)，T1被充電，儲存能量；當(dāng)Q1截止時(shí)，由于(Vin(t))＜(Vc1-nVo)，D6不能導(dǎo)通，儲存在T1中的能量全部傳送到輸出端。在這種工作狀態(tài)，全橋整流輸出端的變換器輸入電流lin波形為直角三角形，平均輸入電流lin(avg)為：
在升壓電感狀態(tài)，當(dāng)時(shí)，T1相當(dāng)于一個(gè)升壓電感。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)，T1初級繞組電感LP經(jīng)D5充電儲能；當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)，D6導(dǎo)通，在LP中的儲能向C1放電，工作情況與一般升壓電感型單級PFC變換器相同。在此狀態(tài)下，平均輸入電流可表示為：
從式（1）和（2）可知，在兩種工作狀態(tài)下，平均輸入電流均與輸入電壓成正比，從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。C1上的電壓被鉗位在（Vin(peak)+n·Vo）電平上，通常不超過400V。此電路拓?fù)涞墓β室驍?shù)一般可達(dá)0.95以上，效率超過80%。
4、 基于：iW2202的數(shù)字單級PFC電路
圖7所示為基于數(shù)字控制器IW2202的單級PFC變換器電路。IW2202采用了脈沖串(pulseTainTM)專有技術(shù)和實(shí)時(shí)波形分析及智能跳越(SmartSkip)技術(shù)。IW2202集成了單級PFC變換器控制功能。
圖7所示的電路橋式整流后邊拓?fù)洌瑸镻FC升壓與反激式整流器相結(jié)合/能量儲存/DC-DC(Boost integrated with Flyback Rectifier/Energy Storage/DC-DC,簡寫為BIFRED)拓?fù)洌貌贿B續(xù)模式（DCM）升壓變換器實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。變壓器初級繞組(WP)串聯(lián)的儲能電容C1，用作驅(qū)動(dòng)反激式變換器。電路的工作原理如下：
當(dāng)開關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)，來自AC線路的能量被儲存在升壓電感器L1中。與此同時(shí)，來自C1的能量被儲存在反激式變換器T1的初級繞組中。
當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)，在T1初級儲存的能量傳送到輸出。同時(shí)，在升壓電感器L1中的能量傳輸?shù)诫娙軨1，對C1進(jìn)行充電。
在AC線路輸入的半周期內(nèi)，兩個(gè)電感器(L1和LP)儲存的能量平均值相等，從而上使C1上的電壓保持不變。用iw2202作為控制器，解決了儲能電容上電壓應(yīng)力過高的問題。在通常情況下，C1上的電壓不會(huì)超過400V，從而C1可選用400V的標(biāo)準(zhǔn)電容器。基于iw2202的全數(shù)字SMPS，可以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)（即PF=1）和小于5%的總諧波失真（THD）。
5、 結(jié)束語
單級PFC變換器電路簡單，但PFC和對輸入電流諧波抑制的效果不如兩級PFC變換器。基于全數(shù)字控制器iw2202的單級全數(shù)字PFC變換器，可以實(shí)現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)，輸入電流達(dá)到低失真指標(biāo)，滿足IEC1000-3-2規(guī)定限值。
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